V1.4 2025/7/17

重构PWM产生方式以及中断实现，修改反馈频率，增加内部基准，修改电压电流限制以适配新容组和新规则

代码出现BUG，请暂时回退。或将HRTIM的ADC Trigger源改为TimerA compare unit 3.

V1.3.1 2024/9/11

增加本文章内容

V1.3 2024/9/10

已上传BOM表

V1.2 2024/8/30

已上传保护壳3D文件

V1.1 2024/8/28

软件部分已上传

V1.0

简介

本项目为四开关双向超级电容控制板，采用STM32F334主控，搭配10串2.7V超级电容使用。最大输入功率为200W，电容侧最大充电电流为10A，最大放电电流为20A（新规则下调整为14.5A）。采用单块双面四层板设计，无需散热。单块成本（不算PCB以及焊接费用）约为90元。

压缩包里有硬件设计文件和开源文档，密码均为ngxy。原理图以及PCB使用LCEDA专业版（网页版）设计，需使用网页版LCEDA专业版打开。

使用方式

连接电源、电容和底盘后，使用CAN对超级电容控制板进行控制。协议如下：

超级电容控制板反馈：

标识符：0x211

字节	1	2	3	4	5	6	7	8
数据	输入电压低八位	输入电压高八位	电容电压低八位	电容电压高八位	输入电流低八位	输入电流高八位	目标功率低八位	目标功率高八位

向超级电容控制板发送控制指令：

标识符：0x210

字节	1	2
数据	目标功率高八位	目标功率低八位

输出电压暂无法通过协议调整，如需调整，可修改源代码。

注意：在电容电压较低时，可能会出现电容补偿功率不足的现象，此时可能会超功率，故在电容电压低时应降低底盘功率。

硬件部分

总体方案

拓扑采用了经典且在RM已经成熟的双向四开关buck-boost方案，输入与底盘并联，通过buck-boost变换器与电容相连。

硬件选型

功率MOS经过多次选型，最终确定为华羿微HYG022N04LS1C2。其性能参数极其优异，具有2.2mΩ的典型内阻和29nC的超小Qg，能兼顾导通损耗与开关损耗。在性能媲美英飞凌Optimos 6工艺的BSC022N04的同时，价格仅为1元/片。

功率电感采用Coilcraft的SER2918H-103KL，该电感为扁线电感，内阻仅有2.3mΩ，20度温升电流可达28A，且此时仅有10%的饱和。此外，也可以考虑FEXL1513A-100M，但其内阻略大，20度温升电流19A。

栅极驱动器采用TI的UCC27282DRC，其最大拉灌电流为3A，已经远超实际需求。采用QFN3x3封装，可减小在PCB板上的面积，对超级电容的小型化很有帮助。此外，还可选择英飞凌的2EDL8024G或者TI的UCC27211A，其具有最大4A的拉灌电流能力。若对驱动电流没有那么高的要求，2.6A拉灌电流LM5108也可以纳入考虑范围。

功率二极管选择了美台的SBRT5A50，在50V下的压降约为0.53V。可以用SS54代替，性能几乎没有区别。

电容采用了8颗470uF 35V的固态电容和19颗1210封装的10uF 50V X7R陶瓷电容。固态电容ESR小，纹波电流大，1210封装、X7R材质的10uF 50V陶瓷电容在24V偏压下依然剩余60%以上的容量。（随便选的，实际上不需要这么多）

采样电阻选择的是Vishay的WSKW0612 2mΩ 4脚采样电阻，该电阻在设计上就把功率和检测分开，可以达到更高的采样精度。

电流检测放大器采用INA240A2，淘宝上购买非常便宜，但是有概率买到坏的。INA240精度较高，具有PWM电压抑制，带宽比较低（虽然对于电容滤波后的电流采样并没有特别大的帮助），但对于超级电容控制已经足够。

电压部分的运放选择TI的TLV90x1、TLV90x2系列，其具有较大的带宽，比较便宜的价格和轨到轨的特性。

电源芯片选择了一片JW5026、2片TPS562207以及一片LP5907MFX-3.3。输入电压先由JW5026降到10V左右，再由2片TPS562207降至5V和数字3.3V，LP5907将5V降至模拟3.3V。三片DCDC芯片均工作在FCCM模式，虽然发热有点大，但是纹波很小。之前选择的是SY8301和TPS563202，但是它们在轻载时均会工作在PFM模式，纹波能达到上百mV，虽然能用，但是害怕出问题，就换成了现在的型号。此外，MP2457在轻载下纹波也很小，或者非同步BUCK芯片，均可以纳入考虑范围。

单片机采用了STM32F334C8T6，该单片机虽然主频较低，但是对于超级电容来说已经足够，其具有最大4.608GHz的高分辨率定时器、2个ADC、1个CAN，对于超级电容控制来说已经足够。唯一的缺憾是没有单独的Vref引脚，必须对每块板子进行单独校准。

CAN芯片选择的是NXP的TJA1044GTK/3Z，5V供电、3.3VIO供电，可耐受42V共模电压。QFN封装，体积小，价格也非常便宜。

原理图设计

整个电路使用了双向buck-boost拓扑，除电源芯片附近和功率部分的阻容均采用0603封装。

由于笔者设计时不会计算电容需求，故在板上能放电容的地方都放了电容。实际上若是参考LT8708的参考设计，4个电解和6个陶瓷电容就已足够。

INA240在输入电流采样部分将两个REF引脚全部接地，仅能测量正电流。而在电容电流采样部分，两个REF引脚均接到电阻分压经运放跟随后的2.2V，此时可以测到-22A到11A，也就是充电11A，放电22A。

所有模拟信号接入单片机的ADC前都接了一个100Ω和100nF组成的RC滤波。单片机除了测量输入和电容的电压和电流外，还测量了运放产生的2.2V，提高电容电流测量的精度。

两个半桥的SW节点均接了10Ω和100pF组成的RC吸收，防止SW节点的过冲击穿MOS管。在每个MOS管旁边并了一个低压降、大功率的肖特基二极管，在续流时二极管会代替MOS管的体二极管续流，在减小MOS管发热的同时，由于MOS管的体二极管不会导通，降低了反向恢复电荷。

辅助电源部分采用了全DCDC设计，考虑到F334的功耗巨大，一颗LP5907几乎无法承受F334开启HRTIM时的功耗，故单片机的数字部分也采用了DCDC。模拟部分还是使用了低噪声、高精度的LDO LP5907。

LAYOUT

板子采用4层板，第1、2、4层走线，第3层为完整的地平面。由于超级电容控制板的体积很小，为了将高dv/dt节点的面积以及驱动电路长度做得尽量小，将电感和栅极驱动布置在PCB正面，将MOS管布置在PCB背面，以此构建了基本的功率回路。板子下半部分依次放置了单片机、CAN以及辅助电源。电压、电流运放放置在了最靠近采样点的地方，以减小低阻抗走线的长度。板子正面分了功率地和模拟地，将两个地割开，通过过孔连接到内层完整的地平面。

输入和输出的功率部分的走线在板子上绕了一圈，以更好地放置电容。并且在铺铜上开了窗，增加载流量。

软件部分

采样与PID计算

采样与PID计算是超级电容控制算法的核心，笔者在刚开始着手设计控制框图的时候认为，若是将高压电压环、低压电压环、电容充电电流环、电容放电电流环、功率环五个环全并在一起，通过比大小的方式输出，实在是太抽象了。于是笔者构建了一套新的（更抽象的）控制策略。首先是功率环，后面串接了电容电流环、高压电压环、低压电压环三个环的并联，并且当时笔者不会用增量式PID，全用位置式PID写的。此控制策略的功率响应很差，从电压环切换到电流环所需的时间很长。后来，笔者将所有PID改为增量式，并且在特定条件下限制了电压环的积分，但是响应时间依然需要几十ms。

国赛前，由于得知了同济大学使用的LT8708作为超级电容控制器，且响应非常出色，笔者仔细研究了该芯片的内部框图，并惊讶地发现，其内部就是一堆误差放大器并联后输出给电感的电流环。于是，笔者提出了新的控制框图，由于控制板已经生产完成，无法对硬件进行更改，于是采用了电容电流代替电感电流作为内环，高压电压环、低压电压环和功率环的并联作为外环。在调整PID参数后，响应做到了ms级别，和G4做出的超电不相上下。

广义占空比处理

广义占空比即为PID最终输出的值，对于广义占空比转换为两个半桥的占空比，一开始是选择了安合科技开源的方案，即d当广义占空比小于0.9时，buck半桥占空比等于广义占空比，boost半桥占空比恒为0.9；而当广义占空比大于0.9时，buck半桥占空比恒为0.9，boost半桥占空比为1.8减去广义占空比。这种策略可以保证两个半桥占空比的连续性，但是实际上两边的电压比在广义占空比大于0.9时是非线性的。这会对启动时输出的开环占空比产生很大影响，甚至烧毁MOS管。

根据伏秒平衡定律，可以算出buck-boost变换器两端的电压比Vout/Vin=d1/d2，其中d1为buck半桥占空比，d2为boost半桥占空比。按照这样的建模方式，在广义占空比D<0.9s时，策略不变；在广义占空比D>0.9时，buck半桥占空比仍为0.9，boost半桥占空比改为0.81/D，即可得到线性化的广义占空比处理，即Vout/Vin=D/0.9。

保护与启动

超级电容虽然能量密度不大，但还是非常危险，瞬时放电足以烧毁整个超级电容控制板，故需要较为完善的保护措施。由于电容组的电压、电流均由PID控制，故没有再加相应的保护。在电源输入端加入了过压及欠压保护，并由滞回比较器控制，防止超级电容控制板在输入关断的情况下由于最小占空比限制将电容的电反充回底盘。

因为一般电源都有缓启动功能，若上电时直接开始工作，有可能将电源拖入CC而无法继续工作，故而加入了功率缓启动以及启动延时。在进入保护或者第一次上电后，经过特定延时才可启动。启动时，先由ADC转换电源端和电容端电压，计算此时的广义占空比，并直接将其赋值给PID的输出，这样就能保证上电时的电流很小。此外，为了保护超级电容组，电容组的低压电压环被设置为了8V，在进入保护或上电时，低压电压环不会工作以防止大电流充电。

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2025/7/17更新：

HRTIM配置

采用主从定时器配置，开启Master定时器、定时器A以及定时器B，预分频系数均为32倍频，计数周期均为25600，即频率为180kHz。主定时器的重复寄存器设置为0x08，即更新频率为180/9=20kHz。定时器A和定时器的Reset source选择为主定时器period event以保证定时器之间的同步。定时器A开启三个比较单元，前两个用于产生PWM，第三个用于触发ADC。定时器B开启两个比较单元，用于产生PWM。开启主定时器的中断，选择事件为主定时器重复事件，中断频率为20kHz。

内部基准

由于STM32F334没有独立的vref引脚，其vref和vdda为同一个电压，故可以采用内部基准的方式来校准ADC。ADC1和ADC2均有一个通道连接到单片机的内部基准。单片机在出厂时也会将该内部基准在vdda=3.3V时的值写入一个寄存器，对于STM32F334，其地址为0x1FFFF7BA。于是，可以通过读取ADC转换的内部基准通道的值vrefint_data以及出厂校验值vrefint_cal，即可获取当前的vdda，公式为vdda = 3.3V * vrefint_cal / vrefint_data。再采用计算得出的vdda计算ADC的转换值，可以减小由vdda不准引起的误差。

在获取vrefint_data时，由于其会产生1bit的抖动，所以需要加一个低通滤波器以获得更加精确稳定的值。

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关键问题解决

拓扑结构

我们先制作了一版双向两开关的控制板，但是由于器件选型不合适、原理图有小错误等原因，在当时被认为完全无法工作。紧接着，我们又想一步到位，着手双向四开关拓扑的研究，但又由于理想二极管打不开的问题和电流采样线性度问题，仅仅实验了占空比算法和开环双向运行。此外，在此期间，修复了双向两开关电容的硬件问题，也实现了开环双向运行，但也是由于电流采样问题，迫使我们放弃了这块板子。之后我们为了保险起见，就不再执着于双向拓扑，转而研发单向buck+boost拓扑。可是由于layout原因或是UCC27211的固有缺陷，虽然单独调通了buck和boost，但是后面突然遇到了上管在开通后突然关闭的情况，故最终放弃。后来，笔者决定仔细选型、自己画一块最现实的能用的单向四开关超电，最终在2023赛季国赛前，将这版超电调试完毕并上车测试。直至2024赛季，我们才最终做出了双向四开关拓扑的超级电容控制板。

下管发热及效率

在四开关拓扑的研究初期，由于采用单向拓扑，笔者希望通过上下管不同的选型来提高效率，可是选择的续流MOS管BSC016N06总是异常发热，故放弃了这一想法，四个开关管换为同样的MOS管。可是在正常工作时，处于续流状态的两个MOS管总是比另外两个MOS管发热更严重。笔者百思不得其解，询问RM硬件群群友也没有得到满意的答复。但是笔者从某些大功率的DCDC电源参考设计看到，有在MOS管上反向并联肖特基二极管的做法。故笔者在超电控制板上也加入了同样功能的肖特基二极管，此方法成效显著，不仅处于续流状态的MOS管温度降低了很多，效率也提高了不少。

栅极驱动选择及LAYOUT

一开始，我们选择了TI较为经典的栅极驱动UCC27211，但是在调试BUCK+BOOST版本超级电容控制板的时候，遇到了上管刚打开就立刻关闭，随后又缓慢打开的情况，导致输出功率只能维持在20W左右，完全无法正常使用。经过排查，可能是LAYOUT时自举电容离栅极驱动芯片太远导致，而且在网上查找资料时发现该芯片容易进入UVLO而工作不正常。同时，UCC27211在立创商城的价格较高，而在淘宝买又容易买到假货，故笔者挑选了一款参数差不多，而立创商城卖的比较便宜的芯片UCC27282。之后笔者又尝试了英飞凌的2EDL8024G，但是其比较贵，且与UCC27282的QFN封装PIN2PIN，故笔者在最终版控制板使用了QFN封装的UCC27282。

输出开关

由于单向拓扑需要在输出端增加一个MOS开关，以防止裁判系统断电时超级电容继续输出能量。而使用电阻上拉的方式关闭PMOS的做法，关断速度完全不够，导致在关闭电源或者裁判系统断电时，PMOS非常容易过热击穿。经过硬件群友推荐，笔者使用了电荷泵+NMOS的方案，在开启时由单片机驱动电荷泵以提供能供NMOS打开的电压，但由于关闭时依旧靠电阻下拉，问题还是没有得到解决。后来，笔者想到可以用单片机驱动一个小的NMOS加快大NMOS的关闭速度，但是由于小NMOS直接将大NMOS栅极下拉到地，底盘的残余电量会通过电荷泵的二极管经过小NMOS，这给小NMOS带来的很大的压力，会导致小NMOS击穿，随后大NMOS还是靠电阻下拉关断，在关断时击穿。

到了2024赛季，笔者在立创商城逛街的时候，发现了MX5014这颗高侧驱动芯片，其各种性能比LM5060更为出色，非常适合高侧开关的用途，于是使用了这颗芯片解决了这个问题。

辅助电源结构选择

最开始，我们使用了两颗DCDC芯片及一颗LDO芯片，两颗DCDC从24v降到10V和5V，而LDO从5V降到3.3V，选用的芯片为mp2451非同步BUCK芯片以及LP5907低压差稳压器。但是笔者发现STM32F334单片机在工作时功耗非常大，LP5907发热严重，于是后来更换为三路DCDC加LP5097的方案，LP5907仅负责模拟部分的供电，DCDC也更换为同步降压、耐压更高的SY8301。为了缩减体积，笔者又使用了一颗SY8301加两颗TPS563202，先由SY8301降到10V，两颗TPS563202再从10V降到5V和3.3V。但是在偶然的一次纹波测试中发现，由于这三颗芯片均工作在轻载状态，会降低工作频率，导致DCDC的纹波都在100mV左右，于是笔者开始考虑使用FCCM模式的芯片。最终，笔者选择了JW5026以及TPS562207，解决了纹波问题。

2025/7/17更新：FCCM模式芯片发热过大，严重影响效率，推荐将JW5026更换为非同步小电流降压芯片，如MP2451、MP2459。

控制结构

笔者在调试单向超级电容时，采用了输入电流环、输出电压环、输出电流环三环竞争的方案，即使未使用增量式PID，也可通过前馈等算法平滑切换环路。但是，在调试双向拓扑的超级电容时，想加入更多的保护功能，采用纯竞争方案需要输入电流环、电容电压高压环、电容电压低压环、电容电流充电环、电容电流放电环5个PID同时计算，这大大增加了运算量。于是笔者自创了将输入电流环作为外环，电容电压高压环、电容电压低压环、电容电流环三环竞争作为内环。这样只需要计算4个PID，节省的计算资源。可是在内环切换时，由于积分的存在，充放电转换的响应时间在几十ms左右。为了更好地性能，笔者参考了ADI的超级电容充电芯片LT8708，发现其使用5个误差放大器器作为外环、电感电流作为内环。受此启发，笔者将电容电流作为内环，输入电流、高低电容电压环竞争作为外环。经此改进，超级电容的充放电转换的响应时间下降到在几ms。

总结与展望

对于一个队伍来说，超级电容控制板可能是硬件组最重要的项目。历经两年的时间，做出了真正可以使用的超级电容控制板，也算是笔者对队伍的回报了。

双向电容控制板从提出到如今的队均都有，也基本卷到头了，性能再提升可能需要模拟环路和电感电流采样才能做到了。笔者不是电类专业的，对模拟电路只能说是一知半解，好在学过自动控制理论，尚能分析一些控制问题，对于电源以及超级电容的拓扑也没有创新的能力。希望后人能够开发出更好用的拓扑或是性能更好的算法，让RM硬件组再创辉煌！