本赛季战队中步兵，英雄与哨兵使用的均为次超级电容控制板和超级电容组，现将该模块开源。

正文

去年的超级电容控制板和超级电容组在笔者接手的时候容易损坏，包括但是不限于电流感应放大器损坏，栅极驱动损坏，mos管击穿等；并且由于之前使用的栅极驱动在官网上搜索的时候已经显示停产，需要另外寻找一款栅极驱动。故想要重新制作一板稳定可靠的超级电容模块。

较上一代超级电容模块改进如下：

功率板更换了栅极驱动
在单片机与栅极驱动之间使用隔离器，保证pwm信号与栅极驱动的参考地相同
超级电容组使用主动均衡与过压泄放

功率控制模块

功率板

作为主要过大电流的功率部分，其功率部分的设计至关重要，以下是功率部分的设计：

MOS管

选型为AOD66923，其VDS为100V，ID为70A，对于功率控制板的工况来说还是绰绰有余；

对于功率控制板来说，想要提高效率主要需要降低的就是其开关损耗与导通损耗，而对应MOS管的参数就是其Qg与Rds（on），而二者往往是不可兼得的。所以在比较不同的MOS管之后，选择了该MOS：该管在VGS驱动电压10V的条件下在8.5mΩ左右，最大值在10.5mΩ；而在相同10V的VGS条件下Qg为32nC左右。在实际栅极驱动供电12.9V的条件下，该MOS发热最小，测试下来效率最高。

而且该MOS选型特定选择了TO-252封装，在后续维修时如果MOS管击穿，可以直接使用烙铁快速将其取下，以减少对于板子上其他对于温度敏感的元器件的影响，而qfn封装则需要使用热风枪将MOS管吹下，有可能在更换MOS的时候把其余元器件损坏。

而为了增加MOS管的过流能力，在MOS管DS处增加了肖特基二极管，同时可以减小MOS管的发热。

栅极驱动

使用了MPS的MP1923G，其8A的拉灌电流足以使得MOS管快速开通关断，来减小其上升时间和下降时间。而且最重要的是可以向MPS免费申请样片。而且其硬件设计简单，只需要配置自举电容（一般MPS参考设计可以直接使用）和旁路电容就可以直接使用。

而为了减小MOS管上振铃，选择在MOS管栅极串联了10r的栅极电阻，并且加上了反向二极管的焊盘。但是后面实际测试下来发现因为栅极驱动拉灌电流已经很大了，在加上了加速关闭的反向二极管之后，MOS管关断会因为其速度过快而产生振铃：

最后在去除了反向二极管之后，栅极波形如下：

对于这个波形来说，理论上还是可以再通过减小栅极电阻来提高开管时间和关管时间的，但是对于RM的工况来说，稳定性还是比更好的开关损耗重要的，故直接使用这个电路。

隔离器

考虑到单片机输出的PWM波是基于数字地的，而栅极驱动的参考地为功率地，在大电流的情况下可能会出现两个地的电平不一致的情况，而这有可能导致栅极驱动得到的PWM波形超过其输入引脚的最大输入范围。故在单片机与栅极驱动的中间加入隔离器，将基于数字地的PWM波形转化为基于功率地的PWM波形。

下拉电阻阻值可以替换，在100K到400K之间均可，这里使用的是187K。主要是在输入侧需要通过下拉去将输入引脚置为低电平，这个问题曾困扰笔者一周，在没焊接的时候，栅极驱动芯片会一直工作不正常。

电感

由于功率控制板本质为一个四开关升降压电源，故使用公式直接推导：

假设电感工作在连续导通模式下，考虑如下公式：

$r=\frac {Et} {IL}$

是纹波率，通常来说取，是电感两端的电压（MOS管开通的时间），是MOS管的开启时间,是平均电感电流。

将替换成开关频率，假设PWM波的占空比为，那么上述公式变成如下形式：

$L=\frac {E\times D} {f \times I\times r}$

从上述公式已经可以看出，开关频率越快，电感感值越小。该功率控制板选择120KHz得开关频率。需要根据最恶劣的情况来选择电感。在buck和boost两种控制模式下，需要计算两次电感的感值。

在buck模式下，其中:

$I = I_{OUT}$

$E = V_{IN} - V_{OUT}$

$D = \frac{V_{OUT}}{V_{IN}}$

已知电容组的最高电压为28.5V，最低电压为7V，输出端最大电流为13A，那么在电容组满电（28.5V）与电池最低电压（22V）时，是最恶劣的工作状况。由公式计算得：

$L_{1}= \frac {|Vout-Vin|\times V_{out}} {f \times I\times r \times Vin}=\frac {6.5\times 22} {120\times 10^3 \times 8 \times 0.4 \times 28.5}=8.04uH$

在boost模式下，其中:

$I =\frac{ I_{OUT}}{1-D}$

$E = V_{IN}$

$D = \frac{V_{OUT}-V_{IN}}{V_{OUT}}$

电容组电压最低（7V）与电池满电（26V）时是最恶劣得工作状况。由公式计算得：

$L_{2}= \frac {Vin^2\times(Vout-Vin)} {f \times Iout\times r \times Vout^2}=\frac {7^2\times19} {120\times 10^3 \times 13 \times 0.4 \times 26^2}=2.2uH$

综上所述，在保留一些余量的情况下，选择15uH的电感可以满足我们的设计需求。相比于去年的22uH电感，15uH的电感可以显著减小体积。由于最大电感电流由以下公式给出：

$I_{max}=(1+\frac {r} {2})\times I$ 。在电容组电压最低（7V）是，平均电感电流最大，通过计算可知：

$I_{max}=(1+0.2)\times \frac{13} {1- \frac {26-7} {26}}=57.9A$ 。考虑到市面上难以买到性能如此之好的电感，我们只能进一步限制电容组在低压时的输出电流大小。在综合考量下，我们选择了下图的电感：

辅助电源

首先是栅极驱动的电源，这里选用的是经典的SY8303AIC，主要是看中其LAYOUT面积小并且方便焊接；

其次是隔离器的供电，由于芯片的需求，需要两侧同时供电，所以使用LDO去将给栅极驱动的13V转为隔离器的5V输入：

控制板

主控

主控使用的是STM32F334C8T6，面积小且有高速定时器（HRTIM）使用简单，主频72Mhz，足够正常使用。价格也相对便宜，某宝5-7元一片。外设配置一路CAN，一路串口。同时，我们设置了8个LED用于指示运行时的问题。

电流检测

采样芯片我们选择的是INA240A1，具有采样精度高，共模抑制比高，电路配置简单的优点。增益为固定的20V/V，也可以很方便的设置基准电压。

根据INA240A1芯片数据手册，最后输出电压应为: $(I_{in} \times R_{x}) \times 20 + V_{REF}$

其中，20为信号增益，Vref为参考电压（配置为1.65V）。基于以上公式，我们配置了电流采样电路与比较器输出过流检测电路。

电压检测

我们采用了GS8091-TR进行跟随器进行软件实时检测，同时选用TS391AG作为比较器配置硬件保护。在信号输出端配置了RC滤波器。

以输入电压比较电路为例，比较器检测电压上限公式为： $V_{ref} \times \frac{R_{47}}{R_{38} + R_{60}} \times \frac{R_{42}+ R_{46}}{R_{46} }$

超级电容组

超级电容组选用了9片锂电池主动均衡芯片ETA3006为10组串联3.0V、44F (40F//4F) 超级电容提供每两组电容之间的主动均衡，并且保留BW6103过压泄放电路作为超级电容组使用安全的可靠保障。关于电容选型，严格遵守了规则中对超级电容容量的要求：标称能量不超过2000J，实测不超过2250J。

超级电容选型

根据选用的锦州凯美超级电容生产商所出售的超电型号筛选电容组方案的过程。

（11、12组方案因为超过30V电压限制，所以舍弃）

主动均衡

ETA3006主动均衡电路的原理图按照其数据手册进行绘制，因为电容的电压不会突变，所以删去了多余的TVS，采样电阻R2选用2512封装，其数值决定了ETA3006主动均衡的均衡电流。我们实际电路中经过多次试验，最终采用了50mΩ，也就是1000mA的均衡电流。

过压泄放

BW6103自身设计是通过IOUT泄放能量，但是对于在大充电电流下保护超级电容来说太羸弱了，所以我们使用了MOSFET与两个2512电阻增强泄放能力。

板子链接：

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致谢

特别感谢MPS中国大学计划为我们完成这个项目提供的支持。

同时感谢MPS里FAY工的悉心指导，遇到问题之后都会一对一进行分析，也学习到了许多知识。

在校大学生免费申领MPS芯片:MPS中国大学计划开启于2018年，紧跟国家“新工科建设”的战略方向，从前沿技术出发，致力于高等教育理论与实际应用的有机结合，投身中国“卓越工程师培养”大计目前MPS已在全国多所高校开展了各项教学科研及竞赛支持活动，深受教师与同学的好评。

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在此特别感谢我们的ych学长，在分区赛之后一直帮助我们分析，解决问题，而且指导我们如何去发现，解决问题，可以说没有这位学长国赛上就不会有这块超电模块。

同时感谢这一届一起负责超电的wyh，lhz和wdx

感谢之前负责超电的学长，在有问题的时候也会过来指导。

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